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《国际商务研究》1989,(3)
在通常使用的交流耦合RC触发器中,小的RC时间常数是功率消耗主要原因(见图a)。例如,100ns的RC器件,消耗功率10mw一是两片LSTTL门的两倍多。但若按图(b)简单地重新连接R_2和R_1,其电路功耗减半而性能更佳。图(b)中的电阻接法消除了电路中RC网络不工作时的损耗。例如,当IC_(1a)的2脚输入是逻辑“0”时,R_1和R_2功耗为零,这是因为电阻的两端电压都是5V。同时,IC_(1b)的输出逻辑“0”让电流通过R_3和R_1并在5脚输入端产生3V电压(逻辑“1”)。负跳变加在C_2上触发该触发器;而类似的信号加在C_1上将再次触发触发器。值得一提的是:在电路中,未工作的RC网络把门电压提升到V_(cc)(不在门输入线性区,会增加功耗)。 相似文献
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在电压控制的调频和调相中,调制特性和稳定特性是一个重要的问题。用普通压控振荡器(VCO)或压控晶体振荡器是难以同时达到±1×10~(-7)稳定度和宽范围调制的。但是,把VCO和一个高质量的晶体振荡器按锁相反馈方案组合起来,完全能解决这个问题。不过,调制频率低时还存在问题。这样一种组合,称为锁相稳定的VCO或PLS-VCO。可用标准控 相似文献
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《国际商务研究》1989,(2)
图1是一可调稳压器的简化框图,该稳压器可提供对电流和电压的精密控制并且能自动从一种模式转换到另一种模式。图中电位器R_v设定所稳定的电压;R_1决定稳定电流。此设计避免了在电流电压稳定电路中经常的折衷,因精密运放IC_3作为一电压跟随器并作为具有零下降电压的电流传感器。利用从电压调整环中移去负载电流传感工作的方法,此运放允许电路完成电流和电压的精密调整;即IC_3仅允许负载电流I_s在自己的反馈电阻R_3内流过而强迫V_(OUT)等于被稳定的电压(V_(AB))。因而电压工作模式有下面关系存在: V_(OUT)=V_(AB)+∈_V=V_(REF)R_V/R_1+∈_V, 式中∈是加到V_(AB)上的误差电压: ∈_V=±V_(OS)-I_LR_S/A_O V_(OS)和A_O分别是IC_3的输入失调电压和开环增益。例如将运放07的保证说明书与I_SR_S的最大值相结合(0.6V)得到对于任何输出电压,∈_V≤27V。在电流控制模式, I_L=I_S+∈_1≈V_(REF)R_I/(R_2R_S)+∈_1, 和∈_1=±(I_(OS)+I_B/2) 式中∈为IC_3的误差贡献,I_B和I_(OS)是IC_3的输入偏置和失调电流。再者,从OP-07保证说明书得到作为一个绝对值,对于任何负载电流∈_1≤4nA。利用补偿Q_1的截止电流I_(CO)的方法,电流吸收I_Q>I_(CO)把输出电流的较低限范围扩展到接近于零。二极管D_1和D_2保证此补偿使输出接近于0V。图2给了一实际的电路图,它可提供范围从0-300V和10nA到20mA的稳定输出。精度和漂移实际上与REF-05稳压器(IC_5)相同。额外的元件(同图1比较)加强了分辨力和可靠性。例如,D_8-D_(13)防止运放输入过载。频率补偿元件是在电压环内C_1,R_5,C_2和R_7以及在电流环内的C_3和R_1~0。Q_4提高IC_4的输出电流能力。Q_3,D_1,D_2和R_2构成电流吸收电路(如图1中I_Q)。为了修正在主电流控制环内慢响应引起的任何可靠性损失,Q_2和R_1形成输出电流的快速控制通道。 相似文献
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本文深入地讨论了VCO调试过程中出现的停振、跳模、功率小、线性差等现象,提出了展宽电调频率范围的若干措施.按照这些分析进行调整的VCO具有较高的技术指标. 相似文献
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在微波领域内的测量,常常需要端接电缆、同轴线、元件或具有精密的电阻性负载测量仪表。一般的电阻器终端负载是由一个同轴导体和一个低反射的金属膜电阻组成(图1)。使用这样的电阻终端负载,对于精密测量频率可到2 GHz左右。 相似文献
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首先介绍了跳频扩频通信的定义、原理以及突出优点,其次阐述了跳频系统重要性能指标的改进以及常用伪随机序列跳频码RS序列的编码方法,接下来对系统的核心部件频率合成器进行了研究.最后基于锁相环频率合成法设计系统模块图,对其中所用CD4046、CC14526、CC4013等重要芯片进行了详细分析,将焊接好的电路板通过仿真实验并给出了结果. 相似文献
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本文提出一种新颖的有源补偿电路,它适宜于取代用在许多低灵敏度单放大器的比奎特电路的正反馈放火器,试图扩展滤波器在高频的应用范围.新电路的主要优点是只需用一个电阻和一个运算放大器即可完成补偿。图1的正反馈放大器的转移函数由下式给出: 相似文献
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