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对DF7C 型内燃机车头灯接触器粘连原因进行分析,发现主要是由于碘钨灯自身特性所引起的,在电路中串入纯感元件、纯阻性元件及热敏电阻做试验分析.在电路中串入纯感元件不仅可以抑制回路中产生的大电流,并且能使电路中出现最大瞬间电流的时间有一定的滞后,这样就可以有效地避开接触器触头闭合导通瞬间的弹跳过程,它对于改善接触器的闭合状态有着明显的效果.在电路中串入纯阻性元件可明显减小电路中产生的瞬间大电流,且具有体积较小,安装方便的优点.在电路中串入热敏电阻不仅具有体积小、安装方便的优点,而且由于其负温度系数B值大,残余电阻小,虽不能使瞬间大电流产生的时间与触头导通瞬间的弹跳过程错开,但因瞬间峰值电流较小,不足以造成触头粘连,而且稳态时不影响头灯功率的正常发挥.经过实验分析,最后选择了在电路中串入热敏电阻的改造方案,并在DF7C 5249号内燃机车上进行了装车运行试验,有效地抑制了头灯接触器粘连的故障. 相似文献
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Ⅱ、补偿技术(第Ⅰ部分见《电讯技术》79年第4期——编者) 适当地控制脉宽调制直流稳压器的导通周期、或截止周期,或导通——截止周期,从输入电压和负载电流取得反馈,可以得到稳压器的稳定系数和输出阻抗都为零的理想情况。本文发展了这种理论,在补偿情况下,用六个稳压系数来表述,以占空比为参数,针对各种情况进行分析和讨论。计算值与实验结果很一致。 相似文献
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性能分析本文用六个基本稳压系数和占空系数来描述一般脉宽调制直流稳压器的稳定度和输出阻抗的方程式,这种电路采用由输入电压、输出电压和负载电流来的反馈控制开关元件的导通和截止周期。用这些系数来分析和探讨了稳定度和输出阻抗随占空系数的变化。计算值表明与实验结果很吻合。 相似文献
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目前开关式电源部件(SMPSU)的使用非常广泛,但要自己制造SMPSU却很困难,因为这需要对其设计原则有一定的了解。自己制造SMPSU通常需要很多专业知识,并且很难找到相应的组件。这里给出的电路图只是指导性的,是被设计用于演示增压开关式电路的工作原理,该电路图并没有打算应用到实际的设计中。继电器Rel有一个正常闭合的转换触点,并被连接到电路中充作振荡器。当电源加载到电路中时,继电器就被通电并启动其触点。 相似文献
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《国际商务研究》1989,(3)
图1所示电路中,模拟开关IC_1在电源断电时,可以由输入信号对其供电,输入信号幅度大于4V,信号频率高于1 KHz。正常工作时,电源电压(V~+)是12V,为了与TTL电平兼容,在V_L端接5V电源。这些电源都存在时,当1N_2为低逻辑电平时,开关闭合,相当于一个45Ω的电阻。如果V_L和V~+断开,开关变为一个辅助电源提供拉电流,一般的CMOS开关在这种情况下会损坏,而保护二极管D_1和D_2起了限流作用,防止芯片从信号源取得电流过大。正脉冲输入时,使钳位二极管D_3导通,给C_1充电,C_1上的充电电荷给芯片供电,芯片工作电流小于1μA。由输入信号供电时,输出信号不会发生变化,这时开关相当于一个100Ω 相似文献
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提出了一种无源无损缓冲升压功率因数校正(PFC)电路,与传统的PFC电路相比具有许多的优势。首先,主开关上不引入额外的电压和电流应力;其次,为主开关管的软开关提供了很宽的输入和负载变化范围;第三,限制了主开关管上来自反向恢复输出二极管的导通电流。本文详细分析了无源无损缓冲升压功率因数校正(PFC)电路的工作过程,对没有加无源无损缓冲结构和加了无源无损结构之后的两者电路性能特点进行了比较研究。最后,在理论分析的基础上研制一台250W的实验样机,实验结果表明,本文提出的缓冲结构在设计操作范围内可以有效地减少能量的损耗,提高工作效率。 相似文献
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测量水的电阻是最关键的。考虑到实验仪器中,电压表的内阻较大,在联接电路时一般采用安培表内接的方法。也要考虑到不同水质的电阻有较大的差别(如纯水和自来水),在选取电路中的电流表内接、外接时,可采用触点法来选取电路。 相似文献
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把有源低通滤波器放进锁相环电路中,可以提供附加的环路增益、便于控制、扩大跟踪和捕获范围。这一跟踪和捕获范围可比采用无源滤波器的电路增大10倍。图1是锁相环的线性模型。环路直流增益为K_dK_οF(0),它决定了跟踪范围Δf_t。F(0)是外接低通滤波器的直流电流增益,K_d和K_ο分别是鉴相器和电流控制振荡器的 相似文献
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《国际商务研究》1989,(2)
图1是一可调稳压器的简化框图,该稳压器可提供对电流和电压的精密控制并且能自动从一种模式转换到另一种模式。图中电位器R_v设定所稳定的电压;R_1决定稳定电流。此设计避免了在电流电压稳定电路中经常的折衷,因精密运放IC_3作为一电压跟随器并作为具有零下降电压的电流传感器。利用从电压调整环中移去负载电流传感工作的方法,此运放允许电路完成电流和电压的精密调整;即IC_3仅允许负载电流I_s在自己的反馈电阻R_3内流过而强迫V_(OUT)等于被稳定的电压(V_(AB))。因而电压工作模式有下面关系存在: V_(OUT)=V_(AB)+∈_V=V_(REF)R_V/R_1+∈_V, 式中∈是加到V_(AB)上的误差电压: ∈_V=±V_(OS)-I_LR_S/A_O V_(OS)和A_O分别是IC_3的输入失调电压和开环增益。例如将运放07的保证说明书与I_SR_S的最大值相结合(0.6V)得到对于任何输出电压,∈_V≤27V。在电流控制模式, I_L=I_S+∈_1≈V_(REF)R_I/(R_2R_S)+∈_1, 和∈_1=±(I_(OS)+I_B/2) 式中∈为IC_3的误差贡献,I_B和I_(OS)是IC_3的输入偏置和失调电流。再者,从OP-07保证说明书得到作为一个绝对值,对于任何负载电流∈_1≤4nA。利用补偿Q_1的截止电流I_(CO)的方法,电流吸收I_Q>I_(CO)把输出电流的较低限范围扩展到接近于零。二极管D_1和D_2保证此补偿使输出接近于0V。图2给了一实际的电路图,它可提供范围从0-300V和10nA到20mA的稳定输出。精度和漂移实际上与REF-05稳压器(IC_5)相同。额外的元件(同图1比较)加强了分辨力和可靠性。例如,D_8-D_(13)防止运放输入过载。频率补偿元件是在电压环内C_1,R_5,C_2和R_7以及在电流环内的C_3和R_1~0。Q_4提高IC_4的输出电流能力。Q_3,D_1,D_2和R_2构成电流吸收电路(如图1中I_Q)。为了修正在主电流控制环内慢响应引起的任何可靠性损失,Q_2和R_1形成输出电流的快速控制通道。 相似文献